磁致伸縮位移傳感器的測量機理是基于威德曼效應( Wiedeman Effect) , 給磁致伸縮波導絲同時施加縱向磁場( 由浮子內的永磁鐵產生,測量時浮子在保護套管上運動) 和環向磁場( 即通以縱向激勵電流) 時,波導絲除長度發生變化外, 還會產生扭曲現象。這種扭曲以固體中超聲波的速度向兩端傳播, 形成扭力波。通過測量發出的激勵脈沖與接收到的扭力波信號之間的時間差, 再根據其傳播速度可獲得準確的測量位置值, 進而把位置的測量轉換為時間的測量。它具有測量精度高、使用壽命長、耐腐蝕等一系列特點, 已在行程測量和液位測量中得到了廣泛應用。但在測量過程中通常會因引入多種噪聲而影響其測量精度, 為提高測量精度, 必須對噪聲進行處理。
1 傳感器檢測信號特點
磁致伸縮位移傳感器工作時有兩種信號, 發出的激勵脈沖信號和檢測到的回波信號。傳感器的浮子( 產生縱向磁場的磁鐵) 與測桿相對靜止時,輸出信號中仍存在相對于其測量精度影響很大的擾動, 這是由于波導絲內激勵脈沖電流對扭力波的影響( 有時強度可達到滿量程的 0.2%) [ 1] , 以及整個電子系統的電磁噪聲的影響。在浮子移動過程中影響更大。這些因素在高精度測量系統中是必須處理的。我們在分析了磁致伸縮位移傳感器工作機理的基礎上結合數字信號處理理論對其進行數字濾波。
經過對傳感器檢測信號進行采樣分析, 可知回波信號受到了較大的干擾。目前測量電路大都是通過一個預先設置了門限電平的比較器檢測收到回波的時間, 這樣的測量在噪聲的干擾下, 會導致比較點的前移或推后 , 若前移或推后 1 μs 將會帶來 2.838 mm( 波速 2.838 mm/μs) 的誤差。
2 數字濾波器的設計
為了提高測量精度 , 我們對回波信號進行采樣、數字處理、特征值( 波峰以及過零等) 提取, 進而求取位置值。在數字濾波器中主要有兩大類: 無限長單位脈沖響應( IIR) 濾波器和有限長單位脈沖響應( FIR) 濾波器[ 5] 。在現代電子系統中如圖像處理、數據傳輸等波形攜帶信息的傳遞系統, 都廣泛使用 FIR 濾波器
2.1 設計方法
一般來說, 這樣得到的理想單位脈沖響應序列 h(d n) 往往都是無限長序列, 而且是非因果的。這樣一個無限長序列怎樣用一個有限長序列近似它呢? 的辦法就是直接截取它的一段來代替, 但是為保證所得到的是線性相位濾波器, 必須滿足 h( n) 的偶對稱性。這種直接截取的辦法可以形象地想象為 h( n) 好比是通過一個窗口所看到的一段 h(d n)。顯然, 對實際 FIR 濾波器的幅頻特性 H( ω) 有影響的只是窗函數的幅頻特性 W(R ω) 。實際 FIR 濾波器的幅頻特性是理想濾波器的幅頻特性與窗函數的幅頻特性的復卷積。
2.2 窗口函數的選擇
由上面討論可知, 窗函數不僅起截斷作用, 還能起平滑作用。因此,設計一個特性良好的窗口函數有著重要的現實意義。
一般希望窗口函數滿足兩項要求:
(1)窗譜主瓣盡可能的窄, 以獲取較陡的過渡帶。
(2)盡量減少窗譜的旁瓣的相對幅度, 也就是能量盡量集中于主瓣, 這樣使肩峰和波紋減小, 就可增大阻帶的衰減。
目前業已采用的窗口函數包括矩形窗、三角窗、漢寧( Hanning) 窗、海明( Hamming) 窗、布拉克曼( Blackman) 窗。由于篇幅所限, 本文只討論海明窗( 又稱改進的升余弦窗) 。這三部分之和, 使旁瓣互相抵消 , 能量更集中在主瓣 , 海明窗可將99.963%的能量集中在窗譜的主瓣內, 它的旁瓣值比主瓣值約低 41 dB。
2.3 FIR 濾波器的實現結構
FIR 濾波器的特點是它的單位脈沖響應 h( n) 是一個有限長序列, 設FIR 數字濾波器的 h( n) 的長度為 N。FIR 濾波器的結構, 稱之為橫截型結構。由于該結構利用輸入信號 (x n) 和濾波器單位脈沖響應 h( n) 的線性卷積來描述輸出信號 y( n) , 所以 FIR 濾波器的橫截型結構又稱為卷積型結構, 有時也稱為直接型結構。
為了看清楚濾波效果, 將濾波結果向下平移 1 個單位。從濾波前后比較可以看出, 本濾波器很好地濾掉了系統所帶來的干擾成分, 從噪聲中提取了有用的特征信號, 為我們進行高精度液位測量提供了重要的理論基礎。
基于磁致伸縮傳感器的基本機理, 結合 FIR 濾波器的特性,我們提出一種新的磁致伸縮傳感器檢測液位方法———全波采樣法。系統在發出激勵脈沖的同時啟動 A/D 轉換, 將 A/D 轉換數據保存, 然后對其進行數字濾波, 接著尋找波形的特征點( 如谷點、零點、峰點) , A/D 轉換速率是已知的, 進而能求得特征點處的時間 t, 乘以波速 v 即得液位 L。
通過尋找回波信號的特征點求取液位的方法有以下優點: 第 0.085一, 由于波導絲本身的不連續性, 超聲波在傳播過程中會發生幅 0.000值上的衰減, 采用比較器檢測的方式, 比較器的門限電平是預先 0.000設定的, 這無疑會使翻轉時間推后, 從而造成較大的測量誤差。采 0.085用提取特征點的方法( 如波峰) 可以有效避免這方面的干擾。第 0.000二, 便于進行數字濾波, 充分發揮數字濾波的優點。第三, 可以消 0.085除放大器零點漂移帶來的影響。 0.000從上面幾組數據的測量可以看出, 采用 FIR 濾波算法前同一位置10 次測量的值與最小值之差為 3.41 mm, 測量的誤差為- 2.55 mm, 采用 FIR 濾波算法后 10 次測量的值與最小值之差為 0.85 mm,測量的誤差為- 0.86 mm, 濾波后分辨率已經達到采樣頻率值。
下面結合實驗加以說明, 表 1～表 4 是 FIR 濾波前后的測量 0.000值及誤差。實驗中采樣周期 T=0.3 μs, 波速 v=2.838 mm/μs, 波速 0.000是通過實驗標定的。由采樣周期所限, 測量值只能精確到 0.851 4 0.085 mm。真實值以精度為 1 mm 的鋼板尺作為測量工具。采用回波信
號的波峰來測量液位, FIR 濾波前、后分別做多次測量。以一組數據為例, 取 10 個位置, 每個位置做 10 次測量。以每輪測量的值與最小值之差以及測量值與真實值之間的誤差作為系統的衡量指標。表頭中次數即為測量次數, 差值即為 10 次測量的值與最小值之差。
3 結論
試驗結果表明, 本文提出的 FIR 數字濾波方法, 具有動態特性好、測量精度高的特點, 很好地解決了磁致伸縮傳感器檢測信號的濾波問題。這為使用專門的 DSP 芯片構建高精度磁致伸縮測量系統提供了理論和實驗基礎。
